Режи/м Тра1нзи1стара выбирается таким, чтобы транзистор по-иеременно по полнериода был в состоянии насыщения и ib состоя НИИ отсечки При резистивной нагрузке формы импульсов коллекторного напряжения ик{ь)1) и тока 1к{о)г) будут предста1вяя!ь меандры (рис 7 76)4 [длительности этапа насыщения Тнас = о)н-ч и этапа отсечки Тотс = ш/отс ра1вны (ш/нас = wjotc = я)] При этом фор1ма импульсюв входного тока iiait) не имеет существенного значения, поскольку транзистор работает (в режиме двустороннего орраничания Необходимо лишь, чтобы в коллекторной цепи фор мировались импульсы с достаточно крутыми фронтом и спадом При этом рассеиваемая на коллекторе транзистора мощность /расе, усредненная за период ВЧ колебаний T = 2n.lw, определяется TOJibKio потерями на сопротизлании насыщения Гнас на этапе насыщения

Р - г /2

расе 2д к мако •

Отсюда р ДНО, что при /нас-0 мощность Ррасс~0.

Длительности этапа насыщения Тпас и этапа юпсечки тотс могут немного различаться, что приводит лишь к некоторому изменению относителыноп мощности первой и высших гармоник PJPo,

V Рп/Ро, а также максимальных значений напряжений и tokoib

шз-Кс/Ек, /к макс ко

Высокие энергетические показатели ключавых генераторов реализуются лпиь на 1сраВ1МИтельно низких частотах На более высоких частотах сказываются инерционность транзистюров, шунтирующее действие выходных емкостей и индуктниностей выводов транЭЖтсрпв и т д По эгаим причинам напряжение «к(и) и ток 1к(Ы) не vf-гут изменятыся скачками, что ведет к появлению эта-нов, когда транзистор находится в активном состо1ЯНии, и к дополнительным потерям мощности в транзисторе Например, при одинакозой длитешьности этапа насыщения и этапа отсечки до-полнитатыные относительные потери мощности Р 1].. /Ро, обусловленные активными этапами, определяются [7 2] следующим образом.

расе з„

где а - даи--елыность одинаковых активных этапов, обычно опре деляамак ч стопными свойствами транзистора, амплитудой возбуждения и т д Увеличивая амплитуду возбуждения, т е степень насыщения транзистора, можно уменьшить дл1и1тель1ность активных этапов Однако при 4-0 (когда /"расе ~) транзисторе остаются так называемые коммутативные потери / , обуслов-

> Для срав 1ен1ия на рис 7 7а приведены эпюры напряжения «к (wt) я тока /к {(ot) в кр ческом режиме когда в качестве нагрузки используется контур с высокой до1бро11ноСтью, настроенный на частоту возбувдения

ленные рассеянием энергии, запасенной в емкостях и индуктив-ностях выводов транзистора [7.2].

По этим причинам при выполнении генераторов с резистивной нагрузкой на современных мощных высокочастотных генераторных транзисторах типа КТ904, КТ907, КТ909 при допустимых дополнительных потерях мощности в транзисторах РЦ /Ро или

расс /Ро порядка 1-5% ограничения наступают на частотах 10- 30 МГц.

Для работы на более высоких частотах (на современных транзисторах /> 10-30 МГц) необходимо скомпенсировать вредное влияние выходной емкости и индуктивиостей выводов транзистора, а также существенно уменьшить потери мощности на активных этапах. Это возможно при переходе к однотактному ключевому генератору с формирующим апериодичеслим LC-контуром, для чего достаточно в схемах на рис. 7.4а, б поставить LC-контур с определенной добротностью и расстройкой относительно частоты со. В оптимальном режиме (с точки зрения электронного КПД) транзистор попеременно находится в состоянии отсечки и в состоянии насыщения [7.1] На рис. 7.7б приведены формы импульсов напряжения «к((и) и тока 1к(мО коллектора в таком режиме (кривые 1, 2 соответственно для схем рис. 7.4а и 7.46). В действительности при переходе транзистора из состояния насыщения в состояние отсечки коллекторный ток уменьшается не скачкообразно, т. е. появляется активный этап. Однако, как показывают расчеты [7.6], потери на активном этапе оказываются незначительными и ими можно пренебречь. Для ключевых генераторов с формирующим LC-контуром характерна большая величина пик-фактора напряжения на коллекторе Я„= макс/£к=3-=-5 (см. рис. 7.7б). Это, в свою очередь, снижает величину максимальной мощности Pi, снимаемой с транзистора при полном использовании транзистора по напряжению, когда задано к макс = доп.

Для достижения оптимального режима при заданной длительности этапа насыщения Тнас, как отмечалась выше, параметры формирующего контура и сопротивление нагрузки Rk или Ru (см. рис. 7 4а, б) должны быть подобраны вполне определенным образом В частности, должно выполняться соотношение ft)Cii?k = = 0,2-1,6 При работе на высоких частотах реализация этого соотношения затруднена. С одной стороны, величина сопротивления нагрузки Rk определяется коллекторным напряжением Як и колебательной мощностью Pi; с другой стороны, минимальная величина емкости Ci формирующего контура определяется выходной емкостью транзистора Ск = Ск а-ЬСкп- Отсюда появляются ограничения на максимальную частоту генератора в оптимэльЦом ключевом режиме. Для современных мощных генераторных ВЧ транзисторов максимальная частота, на которой реализуется оптимальный ключевой режим, находится в пределах 50-150 МГц [7 1, 7.6].

Для построения широкодиапазонных неперестраиваемых промежуточных каскадов можно использовать схему на рис. 7.46. В этом случае выходная емкость Ск и индуктивность Lk транзистора (емкость Ci = 0), индуктивность Lu емкость Сг и сопротивление Rn образуют фильтр нижних частот. Параметры этого фильтра подбираются таким образом, чтобы «а частоте со, близкой или равной верхней частоте рабочего диапазона Шв, обеспечивался оптимальный режим. На более низких частотах (о<(Ов будет происходить отклонение от оптимального режима и несколько возрастут потери мощности в транзисторе. Однако при дальнейшем уменьшении частоты, когда шО, влияние емкостей Ск, Сг и индуктивности Li будет сказываться все в меньшей степени и такой генератор приближается к генератору с резистивной нагрузкой с прямоугольными импульсами коллекторного напряжения «к(со/) и тока 1к(с1>0 (ом. рис. 7.76). Здесь важно, чтобы транзистор был достаточно высокочастотным так, чтобы потери на активных этапах, обусловленные инерционностью транзистора,. Лыли невелики.

УЗКОДИАПАЗОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

В узкодиапазонных промежуточных каскадах можно использовать генераторы по схемам на рис. 7.4а и 7.46. Для согласования с нагрузкой обычно используют Г, Т или Я-цепочки в

виде фильтров нижних частот,, как показано на рис. 7.8. В генераторе по схеме на рис. 7.8а входное сопротивление согласующей (и фильтрующей) це-

I Ф/У v J

Рис 7 8 Схемы ключевых генераторов с формирующим и фильтрующими контурами:

а) при параллельном включении индуктивности Lj; б) при последава-тельном включении индуктивности is

ПИ должно быть на основной частоте ш резистивным, а на частотах высших гармоник /гш достаточно большим по модулю; поэтому согласующая цейь должна начинаться с последовательной индуктивности Ьг определенной величины, т. е

2bx(«) = -Rh. UIR>\2. (7.33)

В генераторе по схеме на рис. 7.86 входное сопротивление цепи связи должно быть резистивным на основной частоте. На частотах высших гармоник «.со здесь нет жестких ограничений на величину входного сопротивления. Поэтому согласующая цепь может начинаться с параллельной емкости С» или с последова-телынюй индуктивности L, как в схеме на рис. 7 8а:

2вх(м) = /?„; сйС2/?„>]4-2 или Z,,(u))=.Rh; «)L2 ?„<1-г-2. (7.34) 198