конструктивном отношении величины, а избыточную индуктивность 1д необходимо скомпенсировать включением последовательного конденсатора Сд=1/ш1д. Конденсатор Сд включают вместо блокировочного конденсатора Сбл-

В ряде случаев на входе транзистора включают Т-звено (рис 7 4(3), где индуктивность L2 оказывается большей величины, чем у Г-31вена [7.1; 7.5; 7.14].

В простейшем случае, как отмечалось выше, межкаскадная цепь связи может содержать всего одно Г-звено (для этого достаточно в схеме на рис. 7.4е объединить в одну индуктивности Li и L2 и исключить емкость Сг). Такое Г-звено должно трансформировать сопротивление Rbx в Rk с учетом емкости Свых и индуктивностей выводов Lbbib первого транзистора и реактивной со-ставляюш;ей входного сопротивления Хвх второго транзистора.

При больших трансформациях сопротивлений {Rk/Rbx>10- -г-100) включают два Г-звена (рис. 7.4е): первое осуш;ествляет трансформацию Rk в R я второе - R в Rbx- Обычно сопротивление R выбирают близким к ]/ RkRbx, т. е. поровну распределяют трансформацию сопротивлений между двумя Г-звеньями. Если расчетные значения индуктивностей Lj и L2 с учетом индуктивностей выводов Ьвыв и реактивной составляющей входного сопротивления Хвх оказываются малыми, индуктивности Li, L2 увеличивают до приемлемых значений, а реактивные сопротивления избыточных индуктивностей Ьдь 12 компенсируют последовательным включением дополнительных конденсаторов

- 1/ш£д1; = 1/со1д2.

ПРОЕКТИгаВАНИЕ ГЕНЕРАТОРОВ

Как отмечалось выше, для современных генераторных транзисторов характерны низкие входные сопротивления, поэтому сопротивление рассеяния согласующего трансформатора, сопротивление цепи связи или корректирующие LC-элементы оказываются больше входного сопротивления транзистора. Это позволяет считать, что всегда возбуждение транзисторов осуществляется от генератора гармонического тока. Кроме того, даже при использовании в качестве согласующих элементов трансформаторов на отрезках длинных линий с малыми индуктивностями рассеяния входное сопротивление данного транзистора, пересчитанное в коллекторную цепь предыдущего каскада, оказывается много меньше выходного сопротивления транзистора предыдущего каскада. Такое соотношение между сопротивлениями, как правило, всегда обеспечивается для достижения достаточно высоких энергетических показателей в коллекторной цепи транзистора предыдущего каскада.

В связи с этим практически можно всегда считать, что возбуждение транзисторов осуществляется от генератора гармонического тока. Известно [7.1], что при возбуждении транзистора от гене-

ратора гармонического тока форма импульсов коллекторного тока может отличаться от отрезков симметричной косинусоиды с углом отсечки 0. «Перекос» в импульсах коллекторного тока связан с переходными процессами в моменты открывания и закрывания эмиттерного перехода, что, в свою очередь, обусловлено различием постоянных времени при открытом и при закрытом эмиттер-ном переходе. Постоянная времени открытого эмиттерного перехода:

откОБ --в эквивалентной схеме с ОБ,

тп = - в эквивалентной схеме с ОЭ.

Постоянная времени закрытого эмиттерного перехода Тзак = = СэНуэ, где /?уэ - сопротивление утечки эмиттерного перехода. Для современных многоэмиттерных транзисторов характерны сравнительно низкие значения сопротивлений /?уэ? 1000-Ь100 Ом.

Как правило, выполняются следующие соотношения между постоянными времени-

ан > Тотк ОЭ ""-зак Тотк ОБ •

Конечная величина сопротивления утечки Rjg приводит к тому, что на очень низких частотах со<0,3/тзак в открытом и в закрытом состояниях сопротивление эмиттерного перехода близко к резистивному. Поэтому будут отсутствовать переходные процессы и импульсы коллекторного тока будут близки к отрезкам симметричной косинусоиды [7.1].

На низких и средних частотах, поскольку обычно постоянные времени не равны Т5ак=5Тотк, - будут наблюдаться переходные процессы и будет иметь место «перекос» в импульсах коллекторного тока [7.1].

Наконец, на высоких частотах ш>3/тотк в открытом и закрытом состояниях сопротивление эмиттерного перехода близко к емкостному. Поэтому здесь также будут отсутствовать переходные процессы и импульсы коллекторного тока будут близки к отрезкам симметричной косинусоиды [7.1].

Таким образом, «перекос» в импульсах коллекторного тока будет наблюдаться в схеме с ОБ практически во всем диапазоне частот 0,3/тзак<(о< (0,3-1,0) ша; в схеме с ОЭ только на низких и средних частотах 0,3/т;зак<<»<Зшт/ро Напомним, что на очень низких частотах со<0,3/тзак «перекос» также будет отсутствовать.

Как показывает анализ [7.1], «перекос» в импульсах коллекторного тока приводит к незначительным поправкам в расчетах входной цепи генератора (в расчетах цепи смещения, входного сопротивления, входной мощности). В еще меньшей степени «перекос» сказывается в расчетах коллекторной цепи генератора, поскольку коэффициент формы коллекторного тока i=/ki ko при

ч Величина штотк может быть больше трех только в эквивалентной схеме при включении транаистора с ОЭ При включении с ОБ на рабочих частотах эта величина не превышает 0,3-!,0

перекошенном импульсе тока iiat) мало отличается от g\{Q) при косинусоидальном имПульсе тока с углом отсечки 0 и это

не вносит заметных поправок в энергетические показатели коллекторной цапи генератора.

Однако «перекосы» в импульсах коллекторного тока могут быть нежелательны, например, в двухтактных генераторах с широкодиапазонной нагрузкой при работе транзисторов в классе В. При перекошенных импульсах коллекторных токов появляются нечетные гармоники, которые будут поступать в нагрузку. «Перекосы» можно устранить включением на входе каждого транзистора дополнительных корректируюш;их сопротивлений Rjs,. Дополнительное сопротивление выбирается так, чтобы были равны постоянные времени открытого и закрытого эмиттерного перехода.

Учитывая, что «перекос» в импульсах коллекторного тока ведет к незначительным изменениям в энергетических соотношениях для коллекторной и входной цепей генератора, и учитывая также, что во .многих практических случаях «перекос» вообще отсутствует либо его сравнительно просто устраняют, ниже излагается упрощенная методика расчета генератора в предпосылке, что перекос в импульсах коллекторного тока отсутствует. Такой приближенный подход тем более оправдан, поскольку позволяет использовать в расчетах известные коэффициенты а(0) и y{Q) для косинусоидальных импульсов [1.1].

1. Проектирование коллекторной цепи. Проектирование генератора проводится при заданной колебательной мощности Pi (з двухтактных генераторах производится при заданной мощност: Pi, развиваемой одним транзистором). Напряжение коллекторного питания Ejt бывает задано или его необходимо определить ис-коця из полного использования транзистора по напряжению, когда Lk макс = Lk доп. Во втором случас будут болсс высокие значения КПД и коэффициента усиления по мощности. Поэтому, если не эговаривается напряжение источника питания, выходной каскад делесообразно проектировать при полном использовании транзи-:тора по напряжению, а предоконечный и маломощные каскады для упрощения схемы питания при заданном (или меньшем) на-тряжении коллекторного питания Lk, определенного из расчета выходного каскада.

Величина напряжения Укдоп зависит от схемы включения транзистора (с ОБ или с ОЭ), рабочей частоты и параметров транзистора, но всегда остается меньшей, чем допустимое напряжение к.бдоп. Для схемы с ОБ можно считать f/к б.доп= доп- Для ;хемы с ОЭ на низких и средних частотах (со<Зсот/Ро) напряже-1ие /7кдоп=к.эдоп; на высоких частотах (ш>Зсот/Ро) можно до-lycKaTb большее значение {/к.доп= t/к.б.доп [7,3; 7.4]. Для повышения надежности рекомендуется несколько снижать {7к.э.доп ч Укбцоп против паспортных значений.

При работе транзисторов с отсечкой тока угол отсечки 9 обычно выбирается близким или равным 90°. Отметим, что в двухтакт-1ЫХ генераторах с широкодиапазонной нагрузкой в целях сниже-