строятся на трансформаторах из отрезков длинных линий (рис, 7.2>в,г). В схеме на рис. 7.3в трансформаторы Tpi и Тр2 создают поворот фазы на 180° соответственно на входе первого и на выходе второго транзисторов. Транзисторы включены параллельно по переменному току по входу и по выходу, как в схеме на рис. 7.3а. Для устранения несимметрии работы плеч, обусловленной тем, что коэффициенты передачи у трансформаторов Tpi и Тр2 по модулю отличны от единицы, а по фазе отличны от нуля, включают аналогичные дополнительные трансформаторы на входа второго транзистора и на выходе первого транзистора. На рис. 7.3в эти трансформаторы показаны пунктиром. В другой схеме двухтактного генератора на рис. 7.3г трансформаторы Tpi и Трц включаются для осуществления перехода от несимметричной нагрузки к симметричной. Если это необходимо, они могут обеспечивать дополнительную трансформацию сопротивлений. Трансформаторы Тр2 и Трг включают для короткого замыкания четных гармоник (2со, 4ш...), что повышает КПД генератора. Эта схема является аналогам схемы на рис. 7.36.

Для сохранения угла отсечки 0 = 90° в широком диапазоне частот применяют последовательное включение транзисторов по входу по высокой частоте. Например, для этого достаточно в схеме на рис. 7.36 у трансформатора Тр изолировать среднюю точку (убрать конденсатор СблО, а в схеме на рис. 7.3г исключить трансформатор Тр2.

Рассмотренные генераторы с резистивной нагрузкой выполняются на частотах до 1-10 МГц. На более высоких частотах f>l-f-10 МГц для компенсации влияния паразитных емкостей и индуктивиостей (транзисторов, согласующих трансформаторов), а также для компенсации снижения коэффициента усиления транзистора по току а(ш) или р(ш) в межкаскадные цепи связи включают обычно последовательно со входом транзистора дополнительные корректирующие LCi?-элементы i[7.9; 7.10; 7.11], например, вместо конденсаторов Сбл на рис. 7.2г и рис. 7.3в, г.

УЗКОДИАПАЗОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Генераторы с узкодиапазонной резонансной нагрузкой выполняются, как правило, однотактными. Применение двухтактных генераторов при такой нагрузке не оправдано, поскольку их построение вызывает значительные трудности из-за обеспечения симметрии работы илеч. Обсуждавшееся ранее важное преимущество двухтактных генераторов с широкодиапазонной нагрузкой, связанное с фильтрацией высших четных гармоник, при резонансной нагрузке не имеет существенного значения, так как при резонансной нагрузке эта дополнительная фильтрация сравнительно просто достигается правильным выбором L- и С-элементов коллекторной цепи генератора. По этой причине двухтактные генераторы с резонансной нагрузкой ниже не рассматриваются.

в простейшем случае резонансная нагрузка обеспечивается включением параллельно выводам транзистора емкости Ci и индуктивности Ll, как показано на рис. 7.4а.

-1-11- с,±\Пея i-th)

3) e) IV . .ияиСдг)

Рис. 7 4. Схемы генераторов с резонансной нагрузкой: а, б, в) коллекторные цепи; г, д) входные цепи; е) межкаакадные цепи [где вместгт Lj (или Li-t-Lc) надо читать Li (или Li+Lai) и вместо La (или Lz+Lcz) - La (или Lz+Lz)]

Суммарная емкость (Ci + Свых), лде Свых - выходная емкость транзистора, и индуктивность Lj образуют параллельный контур,

который настраивается на рабочую частоту со- (Од- --

У Св

или на среднегеометрическую частоту ш=К сОвСОн заданного диапазона частот Дсо = сов-сон- Чтобы нагрузка была резонансной, добротность контура должна быть достаточно высокой:

Qh = к/р = « (Q + Свых)к > 2 3, (7.1)

где Rk - эквивалентное сопротивление контура при резонансе; Ск в схеме с ОБ,

---1 в схеме с ОЭ;

Ск = СкА + Скп - суммарная емкость коллекторного перехода; Yi(6)-коэффициент разложения косинусоидального импульсй.

Отметим, что на высоких частотах /> 1004-200 МГц для выполнения условия (7.1) бывает достаточно только выходной емкости транзистора Свых и отпадает необходимость включать Ci.

Если сопротивление нагрузка R отличается от оптимального сопротивления Rn генератора, применяют более сложные цепи связи. Например, в схеме на рис. 7.46 сопротивление нагрузки Rb включено в индуктивную ветвь LC-контура, а напряжение коллекторного питания подается через блокировочный дроссель Ыл-

Здесь LC-контур можно рассматривать как согласующее Г-звено, которое, как известно [7.1; 7.5; 7.14], осуществляет трансформацию, уменьшающую нагрузочное сопротивление {Яв<Як)- На высоких частотах (f> 1004-200 МГц) в качестве емкости Г-звена может быть выходная емкость транзистора, при этом индуктивности выводов транзистора включаются в индуктивность Г-З1вена.

В схеме на рис. 7Ав для согласования используется Я-контур, образованный емкостью Ci + Свых, , индуктивностью Li и емкостью Сг. Появление второй емкости Сг позволяет трансформировать сопротивления любым образом (i?,< Яш) и одновременно повышает фильтрацию высших гармоник в нагрузке Rn [7.1; 7.5; 7.14].

При низких нагрузочных сопротивлениях {Rk, Rh) индуктивности L в согласующих цепях могут быть малой величины и трудно выполнимыми практически, даже в диапазоне низких частот. В схемах на рис. 7.46, в возможно увеличение индуктивности L до величины, конструктивно выполнимой, причем избыточную индуктивность Ьд следует компенсировать последовательным включением дополнительной емкости Сд = 1/шд. Кроме того, в выходных каскадах для повышения фильтрации высших гармоник в нагруз1ке в схемах на рис. 7.46, в можно специально увеличивать индуктивность 1д и уменьшать емкость Сд. Однако при этом будет уменьшаться диапазонность Дсо=Ив-сон и возрастают относительные потери в LC-элемантах. Поэтому такие схемы применяются лишь в оконечных каскадах простейших передатчиков, работающих на фиксированной частоте или допускающих перестройку LC-элвментов. В передатчиках, предназначенных для работы в узком диапазоне частот без перестроек, обычно включают последовательно несколько Г-, П- или Т-звеньев. Такие цепи связи по структуре выполняются в виде фильтров нижних частот (индуктивности в продольных ветвях и емкости в поперечных ветвях). При этом они обеспечивают необходимую фильтрацию высших гармоник в нагрузке. Колебательные цепи, построенные на базе фильтров нижних частот, сравнительно просто выполнить конструктивно как на частотах ниже 100-500 МГц, так и на более высоких частотах в диапазоне СВЧ, например, на полосковых и микрополосковых линиях [7.12; 7.13].

При построении согласующих LC-цапей на входе транзисторных генераторов необходимо учитывать комплексный характер и низкие значения по модулю входных сопротивлений Zbx=Rbx + -ЫХвх современных мощных генераторных транзисторов, поэтому на входе транзистора обычно ставят Г-эвено (рис. 7.4г), которое повышает резистивную составляющую Rbx ДО некоторой величины R {R>Rbx) и одновременно компенсирует реактивную составляющую Хвх и индуктивное сопротивление соединительных проводов шЬвыв. Из расчета Г-звена, особенно при учете реактивной составляющей Хвх и индуктивности 1выв, может оказаться индуктивность Li малой величины, трудно выполнимой практически. Здесь также индуктивность может быть увеличена до удобной в